Podręcznik

Podstawowy układ pokazuje rysunek 3-26. Zakładamy, że nie pokazane na rysunku układy polaryzacji zapewniają takie wartości napięć na bazach lub bramkach tranzystorów, że pracują one we właściwych zakresach charakterystyk, tj. tranzystory bipolarne w zakresie polaryzacji normalnej $(V_{CB}0)$, a tranzystory MOS w zakresie nasycenia. Założymy, że układ pokazany na rysunku 3-26 jest dokładnie symetryczny, tj. tranzystory są identyczne i rezystory mają identyczną rezystancję R. Oba układy są zasilane prądem I wymuszonym przez idealne źródło prądowe. Dla $V_{we1}=V_{we2}$ prąd ten dzieli się po połowie między obie gałęzie układu. Spadek napięcia na obu rezystorach jest jednakowy, a różnicowe napięcie wyjściowe $V_{wy}=V_{wy2}-V_{wy1}$ jest równe zeru. Jeśli istnieje różnica napięć $V_{we}=V_{we2}-V_{we1}$  (zwana różnicowym napięciem wejściowym), to powstaje różnica prądów kolektora lub drenu tranzystorów, spadki napięć na rezystorach są różne i pojawia się różne od zera różnicowe napięcie wyjściowe.
Zależność różnicowego napięcia wyjściowego od różnicowego napięcia wejściowego łatwo otrzymać dla 

Rysunek 3‑26. Podstawowy wzmacniacz różnicowy: (a) bipolarny, (b) MOS

wzmacniacza z tranzystorami bipolarnymi. Prąd kolektora dany jest wzorem 3-12 z części I, zatem dla różnicy prądów $I_{C2}-I_{C1}$ mamy

a równocześnie

Różnicowe napięcie wyjściowe wynosi

Z tych trzech zależności można po prostych przekształceniach otrzymać

Funkcja ta ma następujące właściwości:

• dla małych wartości różnicowego napięcia wejściowego $(\left|V_{we}\right|$ zależność $V_{wy}$ od $V_{we}$ jest praktycznie liniowa,
• dla dostatecznie dużych wartości różnicowego napięcia wejściowego $(\left|V_{we}\right|>2\frac{kT}{q})$ układ działa jako ogranicznik amplitudy,
• małosygnałowe wzmocnienie napięciowe $k_u$ na liniowym odcinku charakterystyki wynosi

gdzie $g_m$ jest transkonduktancją pojedynczego tranzystora dla prądu kolektora $I_C={I}/{2}$.

Dla tranzystorów MOS uzyskanie prostego wzoru opisującego całą charakterystykę przejściową $V_{wy}=f\left(V_{we}\right)$ nie jest możliwe, bowiem dla dużych wartości różnicowego napięcia wejściowego jeden bądź drugi z tranzystorów przestaje pracować w zakresie nasycenia. Jeżeli ograniczyć się do napięć wejściowych, dla których oba tranzystory znajdują się w stanie nasycenia, to łatwo otrzymać

skąd dla wzmocnienia napięciowego otrzymujemy

gdzie $g_m$ jest transkonduktancją pojedynczego tranzystora dla prądu $I_D={I}/{2}$.

Gdy oba tranzystory znajdują się w stanie nasycenia, charakterystyka przejściowa wzmacniacza MOS jest liniowa. Jednak różnice kształtu charakterystyk wzmacniacza bipolarnego i MOS nie są duże. Rys. 13.7 pokazuje obie charakterystyki (otrzymane przy pomocy symulatora) znormalizowane w taki sposób, by obie miały to samo nachylenie i te same wartości napięcia wyjściowego dla dużych wartości napięcia wejściowego.

Rysunek 3‑27. Charakterystyki przejściowe wzmacniaczy różnicowych: bipolarnego i MOS (nierównomierna siatka wynika z nałożenia dwóch wykresów wykonanych w różnych skalach)

Interesującą i wykorzystywaną w praktyce właściwością wzmacniaczy różnicowych jest zależność wzmocnienia napięciowego od prądu źródła prądowego I - liniowa w przypadku wzmacniacza bipolarnego, pierwiastkowa w przypadku wzmacniacza MOS. Jak zobaczymy dalej, umożliwia to wykorzystanie wzmacniacza różnicowego do realizacji pewnych operacji nieliniowych, jak np. operacja mnożenia sygnałów analogowych.

Dużą zaletą wzmacniacza z symetrycznym wejściem i wyjściem jest niewrażliwość na zakłócenia pojawiające się na tle napięcia zasilania. Jeżeli wejściowe napięcie różnicowe jest równe zeru, to i wyjściowe napięcie różnicowe jest równe zeru niezależnie od ewentualnych zakłóceń czy wahań napięcia zasilania. Natomiast napięcie zasilania może mieć wpływ na amplitudę sygnału wyjściowego, jeśli nie jest ona równa zeru, poprzez wpływ na prąd zasilający I. Zastosowanie źródła prądowego o słabej zależności prądu I od napięcia zasilającego pozwala znacznie zredukować tę zależność.

Symetrię układu zawsze zakłócają w jakimś stopniu lokalne rozrzuty produkcyjne. Decydujące znaczenie mają rozrzuty charakterystyk tranzystorów. Były one omawiane wcześniej (punkty 2.2.2 i 2.2.3). Zasady minimalizacji wpływu rozrzutów lokalnych omówione dla źródeł prądowych obowiązują także dla par tranzystorów we wzmacniaczach różnicowych. Zastosować można topografię pokazaną na rysunku 3-2. Dla uzyskania jeszcze lepszej symetrii stosuje się też topografię zwaną w jęz. angielskim common centroid (brak dobrego polskiego tłumaczenia). Topografia taka polega na podziale każdego z tranzystorów pary różnicowej na dwa tranzystory (o dwukrotnie mniejszej szerokości kanału w przypadku tranzystorów MOS lub dwukrotnie mniejszej powierzchni złącza emiterowego w przypadku tranzystorów bipolarnych) i połączeniu ich równolegle na krzyż (rysunek 3-28). Zachować trzeba przy tym pozostałe reguły: identyczność wszystkich szczegółów topografii każdego z czterech tranzystorów, symetrię wszystkich połączeń itp. Te wymagania powodują, że topografia common centroid zajmuje dużo więcej miejsca, niż najprościej zaprojektowana para tranzystorów.

Rysunek 3‑28. Zasada budowy topografii typu common centroid. Tranzystory T1 i T2 pary różnicowej są podzielone na T1A i T1B oraz T2A i T2B, a następnie połączone równolegle na krzyż